串联中频炉频率跟踪控制技术

若不考虑驱动电路和IGBT的开关时延,VCO的输出信号可近似看作为uo 的采样信号。io 的采样可通过霍尔电流传感器实现, 它将io 线性变换后送LM339过零比较器N,N将电流信号变换成方波电流信号i, 并与电压信号进行鉴相比较。在不计电流采样传输时间, 经锁相环锁定后, uo 和io 的相位差为零。

感应加热过程中, 负载等效参数的变化会引起负载固有频率的变化, 只要该固有频率在锁相环的跟踪范围之内, 就可保证负载处于谐振状态。图4示出控制电路的相关波形和uo、io波形。由图可见, 方波uo 和正弦io 的相位差为零,VI1、VI2正好在电流过零时换流, 从而实现了ZCS, 使器件的电磁应力和开关损耗减小到Z低, 这

有利于提高逆变频率。

4　相位补偿的实现

按上节分析,VI1、VI2应在电流过零时换流, 但在实际电路中, 电流采样、锁相跟踪、隔离驱动和IGBT的开关都需要时间, 这将引起负

载电压uo 滞后io 一个相角度, 使得逆变器实际工作在容性负载状态。实验表明, 从电流采样到IGBT完全开通, 大约需要3～3. 5Ls的时间, 对超音频串联中频炉而言, 这个时延引起的uo与io 的相位差是不容忽视的, 它一方面使IGBT在大电流处开通, 另一方面使电源的功率因数降低, 影响功率输出。基于此原因, 必须在

实际电路中加入相位补偿环节。本文利用CD4046锁相环的特点, 配合N,巧妙地实现了相位补偿。由CD4046的PD2构成锁相环的特点是: ①输出信号的占空比始终为50%, 并与输入信号的占空比无关;

②输入信号上升沿触发, 锁相环的输出信号与输入信号的上升沿同步。图5示出相位补偿原理。在N的正向输入端加一偏置电压up, 使N的输出信号上升沿提前$T 时间, 锁相环对应的输出信号作VI2的驱动信号, 反相后作VI1的驱动信号, 驱动信号相对电流而言, 提前了T 时间, 而T就是相位补偿时间。电容C和二极管VD对采样电流信号i 起整流滤波作用, up 与io 的幅值成正比。这样, 可保证$T 不随io 的幅值波动而变化。

调节电位器RP2, 即可调节T 的值。对应不同的T 值, 电源可分别工作在感性、容性和近谐振状态。若$T 的值大于电路延迟时间值,

负载工作在感性状态, 反之, 负载工作在容性状态; 若$T 的值等于电路延迟时间, 由于驱动信号设置有死区时间, 则负载工作在近(准)谐振状态。图6示出准谐振补偿时CD4046的输入信号、输出信号实验波形, 它分别对应图5中的uN和uVI2波形。

电源的起动串联中频炉一般都设有较复杂的由它激到自激的转换电路。它激信号一般由外加振荡器产生。当反馈信号达到一定幅值时,

由电子开关或手动切换到自激状态。串联谐振负载在谐振点阻抗Z低, 对应的io Z大, 在该点它激起振, 起动Z容易。当它激起动频率偏离负载固有谐振频率过大时, 负载品质因数Q值过高和逆变器输入电压过低都可能引起它激io 过小而不能起动。逆变器的起动必须满足两个条件:

①负载固有频率在锁相环的跟踪范围内;

②它激io 足以使N工作。采用它激起动时, 它激频率必须尽可能靠

近负载固有频率, 起动前需根据负载固有频率选择它激频率。本文利用CD4046本身特点, 由CD4046实现它激频率扫描和它激到自激的自

动转换, 使控制电路简化, 起动可靠性更高。图7示出起动控制电路原理。端9是VCO控制端, 当端9加电源电压uc 时,VCO输出Z

高频率; 当端9电压为零时,VCO输出Z低频率。电路工作原理: 在起动瞬时, Cs 可视为短路, 当端9加uc 时,VCO输出Z高频率, 随着Cs的充电, 端9电压逐渐降低,VCO从Z高频率滑向Z低频率。只要负载固有频率在Z高频率与Z低频率之间, 那么VCO的输出扫描频率就

会引起负载产生谐振, 锁相环进入锁定状态, 起动更为容易。起动完成后,VD将起动电路与滤波电路隔离, 锁相环工作于无相差跟踪状态。

3、串联中频炉实验结果与分析

本文对不同的$T, 在6kW20～55kHz的装置上进行实验。图8示出欠补偿、过补偿和近(准)谐振下, 选用相同主电路的吸收电路实验波形。欠补偿(含不补偿)时, 驱动信号滞后io过零点, io 相位超前uo, 逆变器工作于容性状态, 逆变频率低于负载固有谐振频率。逆变器按VI1→VD1→VI2→VD2→VI1的顺序换流,VT1→VD1和VI2→VD2属臂内换流, 电流过零时自然换流,VD1→VI2和VD2→VI1属强制性臂间换流, 二极管关断时的反相恢复电流使臂间换流期的VI1和VI2出现电流尖峰, 增加了器件的开关损耗, 且在二极管反相恢复电流迅速下降至零时, 与IGBT串联的寄生电感会产生较高的感应电势叠加在IGBT上, 造成IGBT电压尖峰。图8a为欠补偿时io 和uVI2波形; 图8b为uo 和io 波形。由图8a、b可见, 二极管续流关

断后会出现电压尖峰。过补偿时, 驱动信号超前io 过零点, io 滞后

uo, 逆变器工作于感性状态, 逆变频率高于负载固有谐振频率。逆变器按VI1→VD2→VI2→VD1→VI1的顺序换流,VD1→VI1和VD2→VI2

属自然换流,VI2→VD1和VI1→VD2属强制性的臂间换流, IGBT是硬关断, 回路寄生电感产生电压尖峰, 关断电流越大, 电压尖峰也越大。图8c、d为过补偿时的实验结果。由图8c、可见, IGBT关断时会出现较大的电压尖峰。适当调节$T, 可使逆变器工作于近(准)谐振状态。IGBT在电流接近零时关断, 死区时间内二极管导通续流, 电流过零时另一IGBT触发开通。换流顺序同于过补偿情况, 但因死区时间很小, IGBT的关断电流接近于零, 器件的关断损耗和关断时引起的尖峰电压都很小, IGBT基本上实现了ZCS。图8e、f 为近谐振时的实验结果, 它对应的死区时间为1. 5Ls。由此可见, IGBT关断时只有很小的电压尖峰, 逆变器的工作频率略高于负载固有谐振频率。